Marco
Micro-GT mini shield PWM power inverter
Tutorials -
Giovedì 25 Agosto 2011 01:02
Scritto da Marco

Let's GO PIC !!!

cap.15

Micro-GT mini PWM Power inverter


In questo quindicesimo capitolo del tutorial "Let's GO PIC!!!" viene presentato il primo mini shield che pur essendo specifico per la Micro-GT mini è in realtà interfacciabile con qualsiasi microcontrollore/microprocessore. Ottimo per applicazione robotiche di discreta potenza. Funziona anche autonomamente ovvero senza bisogno di un circuito di controllo a microprocessore.  

Descrizione circuitale


Lo schema elettrico sotto riportato è facilmente interpretabile dato che si compone di sezioni facilmente individuabili:

  1. Sezione oscillatore per la generazione del PWM hardware.
  2. sezione di controllo TTL.
  3. sezione di controllo di potenza switching
  4. sezione di inversione di marcia "ponte H" a sicurezza intrinseca.
  5. modulo di ricircolo opzionale (esterno).
  6. modulo di alimentazione.

 

Sezione PWM hardware

La sezione PWM hardware è basata sulla sezione di controllo PWM presentata in un precedente capitolo di "Let's GO PIC !!!" dato che il circuito risulta ottimale. La realizzazione è sviluppata sulla base del timer NE555. Per i motori che normalmente impiego (motoriduttori DC a 24V, oppure a 36VDC), la frequenza ottimale di funzionamento è di 22Khz. Per approfondimenti sul funzionamento del Timer NE555 usato come generatore PWM si rimanda al capitolo ottavo del tutorial.

Alcuni calcoli fondamentali.

La frequenza di oscillazione e' data dalla formula f=1/T dove con T si indica il periodo [s]

Il periodo T vale 0,693*(R1+2*R2).

Il tempo in cui l'uscita e' attiva vale Ton= 0,693*(R1+R2)*C1

Il tempo in cui l'uscita e spenta vale Toff=0,693*(R2)*C1

Il rapporto tra il tempo in cui l'uscita e' alta e quello totale del periodo e' il ciclo utile pari a D=T1/T

Online e' possibile trovare degli abachi che permettono il calcolo della frequenza di oscillazione del multivibratore astabile eseguito nella modalita' che ho descritto, ovvero che suggeriscono il corretto valore di R1,R2, C1 in base alla frequenza che si desidera ottenere.

Consiglio ai volenterosi di inserire le formule soprascritte in un foglio excell e auto costruirsi questo abaco..

 

La generazione del segnale PWM, utile come regolatore della potenza trasmessa, e' ottenibile come variante di questa soluzione circuitale.

Si tratta di mantenere costante il periodo T (inverso del frequenza) e dare la possibilità a un controllo manuale di variare il latch alto rispetto a quello basso, ovvero quello normalmente conosciuto come ciclo utile (D.C. duty cycle).

Il trucco consiste nel costringere le correnti di carica e scarica del condensatore C1 a transitare in porzioni di resistenza variabile diversa e manualmente regolata. Tale trucco si attua inserendo due diodi 1N4148 .

Ecco come diversificare i percorsi di carica e scarica della capacità:

La fase di carica, internamente soggetta alle comparazioni con le due soglie 1/3Vcc e 2/3 Vcc, avviene nella maglia R1+R2 a cui si aggiunge la porzione di trimmer inserita. Si giunge al condensatore C1 tramite il diodo D2, l'altro ramo risulta interdetto a causa del diodo D1 in contro polarizzazione. Nella fase di scarica si interdice D2 e va in conduzione diretta D1 che permette la scarica tramite la porzione inserita del trimmer (anche nulla) attraverso il pin 7 dietro a cui abbiamo visto esserci il BHT, npn interno al chip comunemente chiamato discharge. Anche se non e' proprio vero il periodo e' pressoché costante (all'oscilloscopio noterete delle piccole variazioni).

Rimane il problema della frequenza di risonanza dell'eventuale motore DC collegato, questa e' specifica del motore in uso e andrebbe chiesta al costruttore perché le misure i i calcoli da farsi non sono semplici.

Tipicamente tra i 12 e i 22 Khz si ha una buona resa.

Empiricamente si ha una frequenza accettabile quando il motore non emette strani rozii e fischi.

Quasi certamente si cade in errore nelle frequenze foniche attorno al chiloHertz.

Sezione controllo TTL
Con sezione TTL si intende quella parte di circuito atta al controllo o forzamento dei segnali di comando che permette a questo mini shield di funzionare sia in maniera autonoma che interfacciato ad un microcontrollore, tipicamente una Micro-Gt mini per la quale è nato. Presto intuiremo che il nome "TTL" è vero solo in parte dato che i comandi di forzamento o controllo manuale sono a 12 volt perché prelevati all'uscita del regolatore L200 (vedi piu sotto sezione alimentazione). La circuiteria, ed in particolare le resistenze di polarizzazione sono calcolate per fare lavorare i BJT di comando delle bobine dei relè in zona saturazione sia che questo comando sia a 12v che a 5V ovvero TTL.

 

Si tratta di trovare un compromesso, ovvero di dare una saturazione profonda ma sostenibile quando si alimenta a 12 e una saturazione al margine ma presente, quando si lavora a 5v. I valori corretti, ampiamente testati per ottenere la situazione descritta sono 4k7 per la resistenza di base con BJT tipo BC337. Il LED, collegato alla sua resistenza di limitazione del valore di 1K segnala la presenza dei vari comandi e quindi l'eccitazione del relè corrispondente.

I comandi TTL sono:

  • JP3, pin 2 -> comando di marcia avanti da RB0 della Micro-GT mini.
  • JP4, pin 2 -> comando di marcia indietro da RB1 della Micro-GT mini.
  • JP1 ponticellare se si vuole che i comandi predenti non necessitino di altri consensi, ad esempio un pulsante NA di telecomando che tiene in mano l'operatore o un pulsnte a pedale o un micro di presenza carter chiuso ecc.
  • JP2, pin 2 -> comando on/off dal microcontrollore qualora si voglia creare una semplice marcia temporizzata. in questo caso collegare il pin 2 all'uscita RB2 della Micro-GT mini.

Quando si vuole utilizzare il circuito in maniera autonoma, senza la presenza della scheda a microcontrollore, allora i comandi potranno essere portati manualmente collegando i morsetti dei pulsanti di comando tra i pin 1-2 di JP3 (avanti), 1-2 di JP4 (indietro). se serve un ulteriore consenso manuale, o a pedale io di presenza a micro interruttore allora collegare i contatti puliti di questo dispositivo tra 1 e 2 di JP1, altrimenti forziamo il consenso con un ponticello.

Il comando di attivazione può essere portato ad esempio dal contatto pulito NA di una fotocellula o di un timer programmabile o un termostato nel caso di utilizzo come ventilatore tra il pin 1 e il pin 2 di JP2.

Nel caso che i dispositivi sensoriali o di comando fornissero un'uscita TTL, questi segnali vanno riferiti ai pin 3 (massa) di ogni uno degli stripline a tre posizioni.

Nell'interfacciarsi alla Micro-GT mini non dimentichiamo di riferirci a una massa comune disponibile al 2 di ogni morsetto a vite presente in questa.

Fa parte della sezione di controllo TTL anche la parte di circuito che ho denominato "interdittore di linea", si tratta di un insieme di transistor BJT di segnale posti in modo che pilotando un NPN con i 5V di uscita del pin del PIC si faccia o meno saturare un PNP che mette di conseguenza in conduzione la linea in cui è prente il segnale TTL. Questa sezione può essere sviluppata in varie maniere, o addirittura omessa quando il segnale PWM sia generato internamente al PIC invece che hardware tramite una o più sezioni identiche con l'integrato NE555. Nel mio progetto viene proposta questa soluzione con due BJT più che altro per questioni didattiche e per eleganza circuitale. Nel progetto del selettore di due canali analogici a BJT, presentato sempre su Grix, usavo un solo transistor NPN, operante in zona saturazione/interdizione il cui collettore era connesso al nodo centrale di una pseudo serie di resistenze operanti come impedenze aggiuntive alle linee analogiche, quindi quasi trasparenti.

.

 

Alla linea a cui è connessa R4 giunge un segnale stazionario ON/OFF dal pin del microcontrollore, quindi da 0 a 5 Volt. Al medesimo punto è connesso anche il diodo LED verde, con la sua resistenza da 10k (farà una luce bassina ma non abbiamo interesse ad alzarla, a meno che questo LED non venga portato a qualche pannellino frontale).

La maglia costituita dal pin alto dell'uscita del PIC, la resistenza R4, la giunzione Vbe, soddisfa l'equazione:

 

Ib R4 - Vbe - Vrb1 = 0

 

Dove con Vrb1 si intende la tensione presente al pin del PIC quando l'uscita è alta. Mettendo in evidenza la corrente Ib si ottiene:

 

Ib= (Vrb1 + Vbe)/R4

 

sostituendo i valori noti all'interno dell'equazione si ottiene:

 

Ib = (5V-0,6V)/1500 = 2,9 mA

 

Questa corrente garantisce una saturazione abbastanza profonda del BC337 che alle misure, come ai datascheet mostrano un hfe mai minore di 250 ( a volte raggiunge i 350), per una corrente Ic max di 0,8 A.

In queste condizione di pilotaggio della base la tensione Vce scende a valori molto bassi (mai maggiori di 0,2V) quindi praticamente collega a massa la resistenza posta in base del BJT PNP indicato con Q2. Al fine di non distruggere la giunzione B-E viene inserita la R6, la maglia di base va soggetta a calcoli simili a quelli visti per l'NPN, e data l'analogia circuitale si avranno in uscita dalla base circa 2 milliampere. Dato che questi due milliampere vanno verso massa tramite le giunzionei tra collettore e mettitore dell'NPN la soluzione non è accettabile come stadio di ingresso di segnali audio. Questi subirebbero una perdita non trascurabile, cosa invece insignificante in un segnale in tensione fissa alta a 5 Volt o a onda quadra come nel nostro caso.

L'oscilloscopio dimostra infatti un'ottima resa del segnale tra emettitore e massa (quindi a monte) e collettore massa (quindi a valle) del circuito di interdizione di linea. Le forme d'onda sono infatti praticamente uguali

 

 

 

Sezione controllo di potenza switching
Va tenuto presente che il MOSFET IRFP460, risulterà in molti casi sovradimensionato dato che è in grado di sostenere tensioni di interruzione anche di 500 volt, con una corrente di 20 ampere. sarà possibile sostituire il componente con elementi più adatti alla propria realizzazione. La piedinatura predisposta sullo stampato gate,drain, surce (da sinistra verso destra)vi permetterà di sostituire agevolmente il componente mentre le resistenze sulla maglia di gate potranno rimanere in moltissimi casi invariate.

Il parametro fondamentale per la scelta, oltre agli ovvi Vds e Ids (rispettivamente tensione di interruzione tra Drain e surce e corrente di attraversamento del canale, ovvero quella che attraverserà anche il carico) è la resistenza denominato RDon, ovvero quella presentata dal canale conduttivo quando il componente è pilotato in modo da presentarsi con la massima conducibilità tra drain e surce. Quanto più è basso questo valore e tanta meno energia verrà sottratta da quella trasferita dal generatore al carico per essere trasformata in calore. Il MOSFET qui usato ha una RDon pari a 0,024 ohm (24 milliom) che non è male ma si può fare di meglio.

Il MOSFET IRF1010, ad esempio ha una RDon pari a 0,012, quindi esattamente la metà.

Se IRF1010 ha una corrente IDS di ben 84A, contro i 20A del IRFP460 e una RDon dimezzata allora perchè non adoperare sempre questo invece che il IRFP460? La risposta è perché questo ha una tensione di interruzione di 60V anziché 500V e quindi in molte applicazioni potrebbe andare in corto il canale a causa dei picchi non ricircolati dovuti ai carichi induttivi.

Morale della favola, in ogni applicazione bisogna ben ponderare la scelta della componentistica a seconda dei carichi e delle modalità in cui lavorerà il circuito.

download databook -> irf1010e.pdf

Un altro MOSFET molto valido per applicazioni di questo tipo è il IRFP70N, che porta una corrente di ben 70A e una tensione di 60V. Probabilmente è quello ideale come scopi generali con motoriduttori che sono tipicamente usati in applicazioni automobilistiche, camper, camion e imbarcazioni. La piedinatura e l'housing è la stessa di quello indicato nello schema. Cliccando sotto puoi scaricare il databook.

download databook ->IRFP70n06S.pdf

La international Rectifier produce invece questo ottimo componente che con una capacità di interruzione di 60V garantisce una RDSon pari a solo 0.009 Ohm, con la possibilità di ridurla a circa 0,0045 ohm facendo lavorare due elementi in parallelo, o scendendo ulteriormente parallelandone un numero maggiore. La possibilità di collegare più elementi in parellolo è tipica dei Mosfet, e decisamente sconsigliata per i transistor BJT, dato che i mosfet presentano un coefficiente di temperatura, che ne determina le perdite di potenza e quindi la dissipazione in calore, positivo e non negativo come i BJT.

download databook -> irfp064.pdf

Il MOSFET di default con cui presento l'articolo ed ho sviluppato le prove sul prototipo è invece prodotto dalla ST microelettronic e il databooke scaricabile da qui sotto:

download databook -> IRFP460.pdf

Una soluzione economica, ma accettabile, è data dal MOSFET IRFP450, in molti casi interscambiabile con quello di default, anche se la sua resistenza di canale attivo è piuttosto alta, maggiore di 30 milliohm e la sua corrente massima, pur essendo adeguata a praticamente tutti i motoriduttori che prenderemo in considerazione, si abbassa a 14A massimi.

download databook -> IRFP450.pdf

Seguendo questo link troverete un'utile tabella compartiva dei Mosfet più comuni. Ricordiamoci che, come si vede bene anche dallo schema, il nostro mosfet è un canale H ad arricchimento.

http://www.wvshare.com/column/MOSFET_Device.htm

 

Facciamo alcune considerazioni aggiuntive su questa sezione ti potenza pilotata in PWM dicendo che in alcuni casi si potrebbe, potenza trasmessa permettendo, sostituire il mosfet con un più economico TIP122, che pur avendo il case di tipo TO220, quindi più piccolo, ha la piedinatura omologa (base->gate, collettore->drain, emettitore->surce) nella stessa posizione, quindi si potrebbe saldare nella stessa posizione. Questo componente limita la potenza a un valore comunque di rispetto, difatti potremmo pilotarci il classico motoriduttore D.C. con indotto a 12V impiegato negli alzacristalli delle autovetture e molto impiegato, data al facilità di reperimento (ai campi di recupero) per le tesine scolastiche. In molte occasioni ho spedito i miei giovani studenti a procurarsi motori di questo tipo negli sfacia carozze.

Una modifica di questo tipo comporta però qualche piccolo ragionamento che faremo in appendice di fine pagina.

 

Sezione inversione di marcia
E' noto che l'inversione di marcia degli attuatori DC si ottiene genericamente con un ponte H. Esistono molte maniere per realizzarlo anche se genericamente è fomato da quattro elementi, di solito BJT disposti su deu rami totem-pole affacciati i cui ponti centrali, (tra collettore e mettirore di ogni totem) è il punto di equilibrio che andremo a sbilanciare tramite i segnali di comando prodotti da un generico sistema di controllo. Il livello di tensione presentato dal sistema di comando/controllo è diverso a seconda di chi lo produce, ad esempio +24DC se siamo collegati alle uscite di un PLC con uscite standard a transistor, oppure +12 volt DC se otteniemo i segnali da due pulsanti collegati alla batteria di una autovettura, oppure semplicemente i livelli standard TTL quando ci si vuole interfacciare a un sistema di controllo a microprocessore/microcontrollore.

I ponti H nelle loro configurazioni di base hanno alcune problematiche, come quello di andare in corto circuito se usati da un operatore/programmatore non attento, si vede infatti facilmente che chiudendo etrambi gli elementi dello stesso totem si crea un corto circuito di solito distruttivo per gli elementi di commutazione.

I ponti H realizati come spiega la teoria più grossolana, ovvero quelal che troviamo dappertutto, sono realizzati con quattro elemnti uguali, solitamente transistor NPN, senza tenere conto che le basi di questi quattro elemnti non si trovano allo stesso potenziale, e che la polarizzazione comporta dei problemi dato che la maglia di controllo degli elenti "superiori" si trovano ad avere in emettitore anche la somma delle cadute di tensione non solo delle giunzioni ma addirittura quella di indotto del motore. Il transistor superiore non lavora in condizioni ottimali ma si migliora la situazione montando due transistor PNP in posizione superiore ma con l'onere aggiuntivo di invertire il livello logico di comando rispetto ai loro compagni PNP.

In questo caso si impegnano 4 uscite del microcontrollore invece che 2 e si tengono disgiunte le basi di comando. I transistor PNP in alto saturano meglio e non scalderanno

I relè individuati come più idonei per la realizzazione sono gli RT114012 ovvero quelli del data book seguente:

download databook -> RT114012.pdf

A pagina 3 del databook abbiamo una importante raccolta di informazioni che ci permetterà di individuare ogni modello analogo prodotto da siemens. (le sigle variano leggermente in altre case).

  • RT = relè miniaturizzato per montaggio a circuito stampato
  • 1    = 1 polo, 12A
  • 1    = dstribuzione dei pin standard , NC verso la bobina e il pin da solo è il comune
  • 4    = contatti in argento nichel con percentuali 90/10
  • 012= tensione di alimentazione della bobina

Con questa leggenda siamo in grado di identificare l'oggetto siglato RT114012, ovvero il nostro relè con uno scambio e bobina a 12 volt, le le ultime tre cifre finali fossero state 524 allora la bobina andava alimentata a 24 volt.

Uno valore aggiunto alla sicurezza che comandi non siano conflittuanti e distruttivi è raggiunto implemEntando il ponte con questa configurazione a relè che difatto impedisce il corto circuito verso massa.

L'analisi elettromeccanica si fa abbastanza intuitivamente. Notiamo innanzitutto che in stato di riposo (bobine diseccitate) il motore si trova con i morsetti del collettore tra massa e massa che ovviamente significa motore fermo.

agendo sulla sola bobina di K3 si chiude il contatto 11-14 collegando il positivo del motore all'alimentazione positiva, ed essendo il percorso chiuso verso massa (in questo esempio) il motore si porta in marcia nel senso del suo avvolgimento fisico, che noi identifichiamo come marcia avanti.

Supponiamo ora di dare un comando errato, ovvero di forzare il motore ad eseguire contemporaneamente la marcia indietro eccitando la bobina di K4, il circuito si apre dalla massa, e il motore si troverà con i morsetti connessi tra due punti equipotenziale che ovviamente comporta l'interruzione del passaggio di corrente. Il motore si ferma.

La prima bobina che si diseccita, a partire da questa posizione, determina il verso di partenza del motore. In maniera del tutto analoga si ragiona se ad eccitarsi per prima fosse la bobina K4 che porterebbe il motore in marcia indietro. Ne consegue che il ponte fornisce la maggiore sicurezza ottenibile da queste configurazioni ad H, anche nel caso che un contatto o entrambi rimanessero incollati, cosa che si verifica se non si prevede un buon sistema di spegnimento degli archi sotto spiegato.

Sezione di ricircolo (modulo opzionale esterno)
Il ricircolo dell'energia dovuto alle extracorrenti induttive, in fase ti interruzione di comando, che causano uno sbalzo di tensione invertita potenzialmente dannosa o addirittura distruttiva per gli elementi finali di potenza del controller, avviene sul singolo diodo veloce  che vediamo nello schema indicato con P600K.

Questa soluzione è accettabile durante l'uso a contatti (in marcia avanti o in marcia indietro) ben chiusi, ma a volte non molto efficace, specialmente se l'apertura dei due contatti che si vengono a trovare in serie al motore non dovesse essere simultanea.

Chiarendo meglio il concetto, il diodo sullo stampato è molto efficace per l'uso dello shield con poche manovre di comando e lunghi periodi di funzionamento, esempio, accendo il motore e lo lascio acceso per lungo tempo nello stesso senso di marcia, anche variando la velocità, dato che i contatti diventano niente di più che pezzi di collegamento elettrico (come se fossero fili). La configurazione del ricircolo diventa la classica con catodo a +Vcc e anodo alla giunzione in commutazione sia per la marcia avanti che per la marcia indietro.

Durante il funzionamento con molte interruzioni di marcia oppure repentini cambi di direzione questa soluzione è al limite della funzionalità e vedremo svilupparsi (con motori un po grossi) dei fastidiosi archi sui contatrti dei relè. (con motori piccoli non avviene oppure è accettabile).

Per elimnare gli archi sui contatti quando si usano motori con correnti di indotto elevate e vi sono frequenti manovre di inversione è opportuno collegare i diodi di ricircolo come in figura:

I diodi svolgono al seguente funzione:

  • D1 spegne l'arco sul contatto N.A. di K3, fase stop della marcia avanti.
  • D2 spegne l'arco sul contatto N.C. di K3, fase di stop della marcia indietro.
  • D3 spegne l'arco sul contatto N.A di K4, fase di spegnimento della marcia indietro.
  • D4 spegne l'arco sul contatto N.C di K4, fase di spegnimento della marcia avanti.

E' bene costruire un piccolo modulo esterno su cui alloggiare i quattro diodi svincolandosi così dalle dimensioni ridotte dello stampato. In questo caso non è necessario montare il diodo di ricircolo sul PCB.

Esistono ottimi diodi di ricircolo con housing T0220 che permettono anche una ottima dissipazione termica. Indifferentemente dai diodi di ricircolo che sceglierete per la vostra realizzazione assicuratevi che essi siano di tipo schottky, che assicurano un tempo di intervento molto più rapido così che le tensioni induttive non facciano a tempo a raggiungere valori estremamente elevati. Si ha anche un vantaggio in fatto di corrente da ricircolare che potrebbe, in funzione dei brevi tempi di intervento, rimanere limitata al paio di ampere.

 

Circuito stampato Eagle per i diodi di ricircolo

Lo schema elettrico è nella foto sottostante, i punti di conessione con la scheda sono i seguenti:

  • X1-1 ->collegare nella piazzola dell'anodo del diodo non montata onboard, corrisponde al drain del Mosfet
  • X1-2 ->collegare alla tensione positiva di alimentazione del motore (portare un cavo in parallelo)
  • x2-1 ->Morsetto positivo dell'indotto del motore
  • X2-2->Morsetto negativo dell'indotto del motore

scarica il progetto completo Eagle (contiene anche i file gerber) -> ricircolo_esterno.zip

Sezione di alimentazione
I classici regolatori di tensione della serie LM78xx presentano l'inconveniente di accettare in input tensioni dichiarate di circa 36 Vdc, e di avere oltre ad un dropout di circa 2 volt, una dissipazione termica piuttosto elevata specie quando gli si chiede di eseguire un salto di regolazione piuttosto alto, ad esempio oltre 21V dato che si vuole ottenere l'alimentazione del dispositivo dalla raddrizzata a 24Vac di input (nel secondario del trafo), che diventano quindi 33Vdc, ai capi del condensatore di livellamento. L'alimentazione dei moriduttori DC in questo caso è prelevata dalla rete tramite un trasformatore con secondario a 24Vac, raddrizzati tramite un robusto ponte di diodi (di oltre 20 A, a seconda del numero e della stazza dei motoriduttori inseriti nel rover filoalimentato, con indotto a 36 volt). Fatto sta che i regolatori LM78xx sono a rischio di esplosione a causa della vicinanza con il margine massimo di tensione in input, spesso superato a causa delle fluttazioni dovute alle reazioni di indotto dei motori connessi alla stessa linea.

Si è difatti verificato che il primo prototipo, in cui si era pensato di esegure la regolazione con tre salti sucessivi LM7824->LM7812->LM7805 che questi esplodessero disalimentando il circuito.

La soluzione è stata quella di eliminare il regolatore a 5V dato che il timer NE555 funziona in maniera ottimale anche a +12Vdc, e contestualmente eseguire un unico salto con il regolatore L200 anziche con in due LM7824->LM7812, dato che questi sopporta agevolmente in input una tensione di oltre 40Volt, quindi con un sufficiente margine di sicurezza rispetto ai 33Vac con cui si sono alimentati i motori. Abbiamo quindi che il Robot, o CNC, o macchina che usa i riduttori, potrà montare tranquillamente attuatori con indotto fino a 36Vdc (leggermente sottoalimentati quando la tensione è ottenuta dalla raddrizzatae livellata del secondario di un comune trasformatore con avvolgimento secondario a 24Vac, oppure ottimizzata quando sia possibile raddrizzare e livellare un trasformatore da 25.45Vac se fosse reperibile. La teoria infatti dimostra che tra il valore efficace e il valore di picco di una sinusoide monofase vi è un rapporto che sta come la radice quadrata di 2 che vale circa 1,41).



L200 è un integrato un po datato, prodotto dalla SGS-Thomson microelettronics, disponibile con housing tipo pentawatt (quindi con 5 piedini na con ua struttura simile alla serie di regolatori LM78xx, oppure più robusta TO-3 con 4 piedini e il quinto, gnd, conesso alla carcassa metallica. Sono classificati dalla casa costruttrice come "Adjustable voltage and current regolator" dato che sono in grado tramite una sorta di programmazione hardware, implementata tramite alcune resistenze, di fissare la tensione di uscita indipendentemente da quella di ingresso, purchè compatibile, e anche la corrente massima che forniranno su questa tensione svincolandola dalla variabilità del carico (una sorta di protezione sulla corrente massima). Il dispositivo è munito di protezione termica automatica indicata nella documentazione come "Thermal overload protection" che lo pone di fatto in shutdown, quindi lo spegne. Benchè i parametri tipici di funzionamento siano fissati a 40volt di tensione massima in ingresso, si legge sul databook che è in grado di sopportare sbalzi di tensione fino a 60Volt, valore in cui il dispositivo si pone in protezione (input overvoltage protection at 60Vdc). Ulteriori specifiche tecniche dell' L200 sono:

  • Corrente di uscita regolabile oltre i 2A anche se le temperature di giunzione arrivassero a Ti=150°C
  • Tensione regolabile in uscita che può scendere sotto i 2,85 volt
  • Protezione dalle extra tensione in ingresso fino a 60Vdc per 10ms
  • protetto contro i corticircuiti
  • protezione termica
  • bassa corrente di assorbimento quando è in standby
  • dropout (salto di tensione input->output sopportato di 32 volt).

 

Per la nostra applicazione, ovvero il pilotaggio di un motoriduttore DC con indotto spazzole e collettore ed eccitazione a magnete permanente, con tensione alle spazzole di circa 36 Vdc ottenute da una raddrizzata e poi livellata dal secondario di un trasformatore di opportuna potenza (dipende dal numero di motori nel Robot e quindi dal numero di mini shield impiegati), la programmazione del disposivo, al fine di avere in output 12Vdc, utili per le bobine dei relè e 2 ampere di corrente di limitazione, sufficienti per le due bobine più il consumo piuttosto basso del generatore PWM, si effettua agendo su 2 resistenze per la tensione stabilizata in uscita e una resistenza per la limitazione di corrente. Guardando lo schea sovrariportato si hanno R15 e R16 utili per fissare al tensione a 12V e R14 per fissare la soglia di limitazione della corrente massima a 2A. Le formule impiegate sono Io(max) = (V5-2)/R3 per la soglia di protezione della corrente massima di uscita e Vo=Vref*(1+R15/R16) per fisare la tensione di uscita.

Procediamo al semplice calcolo dlla corrente di limitazione invertendo l'equazione dato che noi conosciamo Iomax=2A da noi fissato.

Iomax=2A=(V5-2)/R3

La nostra incognita è R3

giro l'equazione moltiplicando ambo i membri per R3 e dividendo ambo i membri per Iomax, eseguendo le ovvie semplificazioni tra numeratore e denominatore si ottiene:

R3=(12-2)/2=5ohm

impiegando il valore 4,7ohm si ottiene una piccola correzzione del valore che passa dai 2A inizialmente richiesti ai 2,12A ottenuti praticamente con la resistenza ritoccata da 5ohm a 4,7ohm.

Per fissare il valore dell'uscita a 12V si procede invece fissando il valore di R16 a quello consigliato dalla casa costruttrice, quindi gli 820 ohm che vediamo nel databook e applicando Vo=Vref*(1+R15/R16) in cui si ha Vin 33Dc che sarebbe la raddrizzata e livellata in input. Anche in questo caso dobbiamo girare l'equazione. Si ottiene R15 pari a 2k7 ohm. I condensati da 220nF in input e da 100nF in output al poliestere sono consigliati dalla casa costruttrice e impediscono l'innesco di aoutoscillazioni. Attenzione che il dissipatore termico dell'housing è connesso a gnd, mentre la parte metallica dissipativa dei mosfet è al drain quindi vanno islate elettricamente dall'aletta di rafreddamenrto se messo in comune tra regolatore e mosfet di potenza.

Sbroglio del circuito e sviluppo del PCB.

Come si nota dallo schema elettrico il progetto è sviluppato in Eagle che sappiamo contenere un discreto algoritmo di autorooting. In merito ho scritto 3 tutorial che sono reperibili sul mio sito personale, su grix, oppure in copia a questo indirizzo  http://www.guiott.com/ sezione tutorial eserci cad 1,2,3.

Eseguito lo sbroglio è necessario definire un layout ottimizzato che mi ha dato i risultati visibili nella prossima foto:

Nell'immagine del layout sono ben visibili i valori di tutti i componenti. I relè sono di tipo RT114012 con bobina a 12V e uno scambio in grado di portare una corrente in maniera continuata di 12 ampere che andrà a pilotare direttamente l'indotto del motore. Notiamo che le piste in cui è presente un'altra corrente sono state ottimizzate in larghezza e lunghezza, infatti i percorsi di queste correnti sono stati minimizzati verso i morsetti grazie a un layout bel congeniato.

il PCB ottenuto è questo:

Nella prossima foto il lato saldature del PCB

Da notare la scritta Made in Italy e la data della realizzazione.

Il PCB misura solo 66mm x 49mm.

I circuiti stampati sopra riportati sono disponibili fino ad esaurimento delle scorte, chi fosse interessato può richiedermeli all'indirizzo mail Questo indirizzo e-mail è protetto dallo spam bot. Abilita Javascript per vederlo. Vi saranno forniti al prezzo di costo sostenuto per realizzarli e il prezzo di spedizione.

Per costruire un semplice ROVER avrete bisogno di due di questi PCB più una Micro-GT mini.

Anteprima 3D

Da qualche tempo, prima di eseguire la realizzazione del PCB verifico il layout e l'aspetto della realizzazione eseguendo il disegno 3D della basetta.

Si procede installando due software aggiuntivi:

  • POVray
  • Eagle3D

Entrambi reperibili in internet. Una volta eseguita l'istallazione avrete l'amara sorpresa che il funzionamento richiede una serie si settaggi aggiuntivi tutt'altro che semplici e intuitivi.

Facendola breve avrete difficoltà con le librerie e nella generazione da parte di Eagle del file interpretabile dal POVRAY che altro non è che un visualizzatore e rendering di files ottenuti con diversi CAD, difatto non è nato per Eagle.

Il risultato, se riuscite a configurare il POVray e nella foto che vedete. Un suggerimento per risolvere i problemi in compilazione e di librerie è quello di  eseguire la compilazione da dentro la cartella include il povray e non quella di Eagle.

Il sistema completo.

Per ottenere una buona applicazione di questo minishield di potenza è bene dotarsi di almeno questo materiale:

  • una Micro-Gt mini (o una analoga scheda programmabile) per il controllo logico.
  • uno (o più, difatti con la Micro-GT mini, possiamo pilotarne più di 16) minishield PWM power inverter.
  • uno (o un numero pari ai mini shield) modulo di ricircolo esterno se si usano motori di grossa taglia.

Il prodotto finito mostrato nella fotto sottostante:

A partire da sinistra vediamo, un esemplare di "mini shield PWM power inverter", nel quale sono stati montati dei relè con contatto da 18A continui. Bisogna ricordarsi di isolare il mosfet dall'aletta di raffreddamento, oppure isolare questa dalla massa (sconsigliato). In ogni caso, il TO dell'L200 e il drain del mosfet non devono suonare continuità con il cerca corti del tester. In caso di errore non si distruzione di alcun elemento ma si bypassa il controllo di velocità dato che drain e surce del mosfet risultano in corto, ma il motore è presente come carico per la tensione applica. Si porta quindi alla velocità di rotazione dei dati di targa se alimentato alla Vnominale.

Alla destra del Mini shield un esemplare di Micro-GT mini in cui sono stati assemblati solo i componenti essenziali per la specifica applicazione, quindi ho tolto la porta di comunicazione e quindi il traslatore di livello MAX232. Sono stai eliminati gli stripline, e anche i LED utili durante il funzionamento come demoboard. Un assemblaggio di questo tipo risulta estremamente economico.

A destra il module esterno di ricircolo, in questo caso realizzato con quattro diodi P600k, ma qualsiasi altro diodo purché veloce e meglio se schottky va bene.

Appendice di fine pagina.

Varianti e applicazioni del mini shield PWM power inverter.

Presentiamo ora 3 varianti e applicazioni di questa scheda elettronica in modo che il lettore si possa rendere conto della sua utilità. Esistono molte altre situazioni in cui si potrà utilizzare. diamo ora solo le più ovvie e intuitive cercando di supportare le affermazioni con un po' di nozionismo tecnico.

Sono in fase di sviluppo una serie di tesine scolastiche che utilizzano questo mini shield (cancelli automatici, controllo accessi, parcheggi, semafori, carico scarico silos, controllo livelli, ecc). Invito tuttii colleghi insegnati delle scuole superiori o della formazione professionale a partecipare/collaborare a questo progetto e ai futuri minischield anche semplicemente portando esperienze o richiedendo progetti a temi.

I codici sorgenti in C non sono stati riportati in questa pubblicazione perché è risultata già molto prolissa nella sola presentazione dell'hardware, ma si sono aperte una infinità di strade.

Aspetto commenti e suggerimenti o richieste di PCB per una didattica più efficace all'indirizzo Questo indirizzo e-mail è protetto dallo spam bot. Abilita Javascript per vederlo.

 

Variante 1: Quando non ci interessa invertire la marcia.

L'inversione di marcia è ovviamente resa possibile dalla presenza del ponte H realizzato con i due relè RT114012, che pur essendo contenuto hanno un loro costo come hanno anche un costo gli zoccoli su cui è bene montarli. Se non siamo interessati a invertire la marcia del motore DC che collegheremo è logico pensare di poterli eliminare.

Direttamente sullo stampato, quindi non istalliamo neanche gli zoccoli, ponticelliamo con filo di rame piena, ottenuta ad esempio dal taglio dei reofori dei diodi di ricircolo i contatti:

  • 11-14  del relè K1
  • 11-12  del relè K2.

Otteniamo quanto visibile in figura:

Tutti gli elementi dentro ai rettangoli rosa potranno non essere assemblati, si tratta infatti dei circuiti di pilotaggio delle bobine dei relè mancanti. Il costo dello shield viene notevolmente abbattuto.

Per quanto riguarda il diodo di ricircolo P600K (o in alternativa FR303) questo si troverà istallato nella corretta posizione. Ovvio è che se l'applicazione richiedesse una regolazione definitiva della velocità e che questa  fosse disponibile all'utente, allora si potrà sostituire il potenziometro con il trimmer come del resto indicato nella serigrafia.

Variante 2: Pilotare i motoriduttori per alzacristalli.

Se non si prevedono coppie resistenti applicate all'asse ampiamente variabili e l'istallazione di motori per alzacristalli per auto allora la corrente è di circa 1A in regime ad asse libero, e non supera praticamente mai i 3-4 ampere in fase di avvio e in fase di blocco del rotore. Possiamo allora istallare i darlighton NPN di tipo TIP122.

La piedinatura risulta totalmente compatibile, anche se i fori risulteranno un po più larghi e le piazzole distanziate. E' bene munire il transistor di un piccolo dissipatore, anche di quelli a "C" recuperati da una vecchia scheda.

Come è chiaro dallo schema interno questo particolare transistor pur componendosi di due elementi si presenta esternamente con i medesimi terminali di uno singolo che continuano a chiamarsi Base, Collettore, Emettitore.

Ne ha vantaggio il guadagno complessivo di corrente che diventa l prodotto delle due hfe.

Si ottiene in questo modo un transistor che pur essendo per applicazioni di potenza è sufficientemente morbido in base da poter essere pilotato fino alla saturazione con pochi milliampere. Il componente sopporta in maniera continua 5A in maniera impulsiva circa 8A (databook). La saturazione avviene con una corrente di base di circa 10mA quindi per una tensione TTL di pilotaggio (+5V) bisognerà sostituire la resistenza R6(nello schema da 47 ohm) con una resistenza da 330 ohm. La resistenza R7 potrà invece essere omessa ma la sua installazione non pregiudicherà il funzionamento del circuito. La sequenza Base, Collettore, Emettitore è la medesima di Gate, Drain, Surce quindi possiamo istallare nella stessa posizione ma ricordiamoci di tenere la parte metallica verso l'esterno della scheda (del resto, al contrario oltre alla errata sequenza dei pin risulterebbe anche impossibile montare il dissipatore.

In effetti adeguando il transistor è possibile impiegare il pcb per qualsiasi carico di potenza (limitatamente al massimo testato), quindi se vogliamo pilotare un micro motore DC, possiamo addirittura sfruttare il supporto per alloggiare un BC337 o simile, facendo ovviamente attenzione al coretto dimensionamento della rete di polarizzazione, benché limitata alle resistenza R6.

Variante 3: Pilotare una plafoniera a LED ad alta luminosità.

Dato che il controllo PWM per il pilotaggio dei LED non deve essere necessariamente cosi alto, sono sufficienti 100 o 200 Hz anziché 22Khz come è mediamente il PWM ottimale per il controllo di questi motoriduttori, e che la corrente sarà al massimo un paio di ampere possiamo usare il TIP122, transistor darlinghton al posto del costoso Mosfet. E' anche possibile eliminare il diodo di ricircolo dato che il carico non ha natura induttiva.

Plafoniera a LED bianchi per illuminotecnica. Il sistema e' stato collaudato su questa con un ottimo effetto di linearita' della regolazione e assenza di flicker.

Alla massima intensità la luce e' abbagliante. La plafoniera non e' comunque originale rispetto a quella fornita a titolo di esempio dal costruttore. Sono state apportate sostanziali modifiche circuitali per poterla alimentare in continua.
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Di questo circuito è stato realizzato il circuito stampato professionale su supporto FR4. Se qualche utente fosse interessato ad averne qualcuno per le sue realizzazioni hobbistiche me li può richiedere fino ad esaurimento scorte via e-mail all'indirizzo Questo indirizzo e-mail è protetto dallo spam bot. Abilita Javascript per vederlo.

 

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